第9节 偏置技术 (BJT) (修订中)
[TOC]
在本章的[共射极部分，我们看到了](https://www.allaboutcircuits.com/textbook/semiconductors/chpt- 半波整流 (opens new window)形状：只有一半输入波形被再现，另一半被完全切断。由于我们当时的目的是再现整个波形，这构成了一个问题。这个问题的解决方案是在放大器输入端添加一个小的偏置电压，以便晶体管在整个波周期内保持在活动模式。这种添加称为___偏置电压___。
对于某些应用，半波输出没有问题。某些应用可能_需要_这种放大，因为可以在全波再现以外的模式下操作放大器，并且特定应用需要不同的再现范围，因此描述放大器再现输入的程度很有用根据_类别_指定波形。放大器类操作按字母分类：A、B、C 和 AB。
_对于 A 类_操作，忠实再现了整个输入波形。
# 1. 放大器类
# 1.1. A级
只有当晶体管在其全部时间都处于活动模式时才能获得操作，从未达到截止或饱和。为实现这一点，通常将足够的直流偏置电压设置为驱动晶体管恰好位于截止和饱和之间的一半所需的电平。这样，交流输入信号将完美地“居中”在放大器的信号上限和下限之间。
A 类：放大器输出是输入的忠实再现。
# 1.2. B类
操作是我们第一次在没有直流偏置电压的情况下将交流信号应用于共射极放大器。晶体管一半时间处于活动模式 (opens new window)，另一半时间处于截止状态，输入电压太低（甚至极性错误！）无法正向偏置其基极 - 发射极结。
B 类：偏置是再现波形的一半（180°）。
在 B 类模式下工作的放大器本身并不是很有用。在大多数情况下，通过消除一半而引入波形的严重失真是不可接受的。但是，如果两个放大器作为_推挽_对运行，每个放大器一次只处理一半波形，则 B 类运行是一种有用的偏置模式：
B 类推挽放大器：每个晶体管再现一半的波形。将两半结合起来可以忠实地再现整个波浪。
晶体管 Q1 “推”（相对于地向正方向驱动输出电压），而晶体管 Q2 “拉”输出电压（在负方向上，相对于地向 0 伏）。单独地，这些晶体管中的每一个都在 B 类模式下运行，仅在输入波形周期的一半内有效。然而，两者一起发挥作用，以产生与输入波形形状相同的输出波形。
B 类（推挽）放大器设计相对于 A 类设计的一个决定性优势是更大的输出功率能力。采用 A 类设计，晶体管会以热量的形式消耗大量能量，因为它不会停止传导电流。在波周期的所有点，它都处于活动（传导）模式，传导大量电流并降低大量电压。在整个周期中，晶体管会消耗大量功率。在 B 类设计中，每个晶体管有一半的时间处于截止模式，此时它的功耗为零（零电流 = 零功耗）。这使每个晶体管都有时间“休息”和冷却，而另一个晶体管则承担负载。
# 1.3. AB类
另一类放大器操作称为_AB_类，介于 A 类和 B 类之间：晶体管花费 50% 以上但不到 100% 的时间传导电流。
如果放大器的输入信号偏置略微为负（与 A 类操作的偏置极性相反），则输出波形将比 B 类偏置时进一步“削波”，从而导致晶体管花费大部分时间的操作截止模式的时间：
# 1.4. C类
C 类：传导时间少于半个周期 (< 180°)。
起初，这个方案似乎毫无意义。毕竟，如果放大器将波形削波如此糟糕，它会有多大用处？如果直接使用输出而没有任何形式的条件，那么它的效用确实值得怀疑。然而，通过在输出端应用储能电路（并联谐振电感-电容组合），放大器偶尔产生的输出浪涌可以启动由储能电路维持的高频振荡。这可以比作一台机器，重型飞轮偶尔会被“踢”以保持旋转：
驱动谐振电路的 C 类放大器。
这种称为_C 类_操作的方案还享有很高的功率效率，因为晶体管大部分时间都处于截止模式，此时它们的功耗为零。为了便于说明，此处夸大了输出波形衰减率（放大器“踢”之间的振荡幅度减小）。由于输出端的调谐谐振电路，该电路仅可用于放大确定的、固定幅度的信号。C类放大器可用于FM（频率调制）无线电发射机。然而，C类放大器可能由于失真而不能直接放大AM（调幅）信号。
# 1.5. D类
与 A、B、AB 或 C 类明显不同的另一种放大器操作称为___D 类___。它不是像其他类型的操作那样通过应用特定的偏置电压测量来获得，而是需要对放大器电路本身进行彻底的重新设计。本章现在要研究 D 类放大器的具体结构还为时过早，但讨论其基本工作原理还为时过早。
D 类放大器通过生成快速脉冲__[方波](https://www.allaboutcircuits.com/textbook/alternating- 展示 (opens new window)了这一原理。
D类放大器：输入信号和未经滤波的输出。
输入信号的瞬时电压越大，输出方波脉冲的占空比越大。如果说 D 类设计有任何目标，那就是避免有源模式晶体管操作。由于 D 类放大器的输出晶体管从不处于有源模式，只是截止或饱和，因此它散发的热能很少。这导致放大器的功率效率非常高。当然，这种策略的缺点是输出中存在大量谐波。幸运的是，由于这些谐波频率通常远大于输入信号的频率，因此可以相对容易地通过低通滤波器滤除这些谐波频率，从而得到更接近原始输入信号波形的输出。
您在电子学研究中可能会遇到的一个术语称为_quiescent_，它是指定电路零输入条件的修饰符。例如，静态电流是施加零输入信号电压的电路中的电流量。晶体管电路中的偏置电压迫使晶体管在零输入信号电压的集电极电流水平下工作，而不是在没有该偏置电压的情况下工作。因此，放大器电路中的偏置量决定了它的静态值。
放大器的静态电流
在 A 类放大器中，静态电流应该正好是其饱和值的一半（饱和和截止之间的一半，根据定义，截止为零）。B 类和 C 类放大器的静态电流值为零，因为它们应该在没有施加信号的情况下被切断。AB 类放大器的静态电流值非常低，仅高于截止值。为了以图形方式说明这一点，有时会在晶体管的特性曲线上绘制一条“负载线”，以说明其在连接到下图所示特定值的负载电阻时的工作范围。
在从 Vsupply 到饱和电流的晶体管特性曲线上绘制的示例负载线。
负载线是集电极电流范围内集电极到发射极电压的曲线。在负载线的右下角，电压最大，电流为零，表示截止状态。在线的左上角，电压为零，电流最大，表示饱和状态。标记负载线与各种晶体管曲线相交的点表示给定基极电流的实际操作条件。
静态操作条件可以沿负载线以单个点的形式显示在此图表上。对于 A 类放大器，静态点将位于负载线的中间，如下图所示。
A 类的静止点（点）。
在此图中，静态点恰好落在代表 40 µA 基极电流的曲线上。如果我们将该电路中的负载电阻更改为更大的值，它将影响负载线的斜率，因为更大的负载电阻会限制饱和时的最大集电极电流，但不会改变集电极 - 发射极电压隔断。从图形上看，结果是一条负载线具有不同的左上点和相同的右下点，如
负载电阻增加导致的负载线。
请注意，新的负载线不会像以前那样沿其平坦部分截取 75 µA 曲线。了解这一点非常重要，因为特性曲线的非水平部分代表饱和状态。让负载线在曲线水平范围之外截取 75 µA 曲线意味着放大器将在该基极电流量下饱和。增加负载电阻值是导致负载线在这个新点与 75 µA 曲线相交的原因，这表明在基极电流比以前更小的值时会发生饱和。
在电路中使用旧的低值负载电阻时，75 µA 的基极电流将产生成比例的集电极电流（基极电流乘以 β）。在第一个负载线图中，75 µA 的基极电流产生的集电极电流几乎是 40 µA 时的两倍，正如 β 比率所预测的那样。然而，集电极电流在基极电流 75 µA 和 40 µA 之间略有增加，因为晶体管开始失去足够的集电极-发射极电压以继续调节集电极电流。
为了保持线性（无失真）运行，晶体管放大器不应在晶体管饱和的点上运行；也就是说，负载线不会潜在地落在集电极电流曲线的水平部分。我们必须在下图中的图表中再添加几条曲线，然后才能知道我们可以在增加基极电流的情况下将晶体管“推”多远，然后再使其饱和。
更多基极电流曲线显示饱和细节。
从图中可以看出，负载线上落在曲线直线部分的最高电流点是 50 µA 曲线上的点。这个新点应被视为 A 类操作的最大允许输入信号电平。同样对于 A 类操作，应设置偏差，使静止点位于这个新的最大点和截止点之间的中间，如下图所示。
新的静止点避免了饱和区。
现在我们对不同直流偏置电压电平的后果有了更多了解，是时候研究实用的偏置技术了。直流电压源（电池）与交流输入信号串联，以偏置放大器以实现任何所需的操作类别。在现实生活中，将经过精确校准的电池连接到放大器的输入端是不切实际的。即使可以定制电池以针对任何给定的偏置要求产生恰到好处的电压，该电池也不会无限期地保持其制造电压。一旦它开始放电并且其输出电压下降，放大器将开始向 B 类操作漂移。
以这个电路为例，在 SPICE 仿真的共发射极部分，如下图所示。
不切实际的基础电池偏置。
那个 2.3 伏的“Vbias”电池不适合包含在真正的放大器电路中。为该放大器获得偏置电压的一种更实用的方法是使用连接在 15 伏电池上的分压器网络产生必要的 2.3 伏电压。毕竟，15 伏电池已经是必要的，而且分压器电路很容易设计和构建。让我们看看下图中的样子。
分压器偏置。
如果我们为 R2 和 R3 选择一对电阻值，它们将从总共 15 伏的电压中在 R3 上产生 2.3 伏（例如，R2 为 8466 Ω，R3 为 1533 Ω），我们应该在基极之间获得所需的 2.3 伏值和发射器偏置没有信号输入。唯一的问题是，这种电路配置将交流输入信号源直接与我们分压器的 R3 并联。这是不可接受的，因为交流电源往往会压倒 R3 上下降的任何直流电压。并联元件_必须_具有相同的电压，因此如果将交流电压源直接连接到直流分压器的一个电阻上，则交流电源将“胜出”，并且不会将直流偏置电压添加到信号中。
使该方案起作用的一种方法是在交流电压源和分压器之间放置一个_[耦合电容器](https://www.allaboutcircuits.com/video- (opens new window)_
耦合电容可防止分压器偏置流入信号发生器。
[电容器在交流源和直流分压器](https://www.allaboutcircuits.com/textbook/direct- 如果您了解叠加定理 (opens new window)及其工作原理，这将更有意义。根据叠加，可以通过一次仅考虑一个电源，然后将所有电源的影响代数相加以找到最终结果，以零碎的方式分析任何线性双边电路。如果我们将电容器和 R2-R3 分压器电路与放大器的其余部分分开，则可能更容易理解这种交流和直流的叠加是如何工作的。
只有 AC 信号源有效，以及在信号频率下具有任意低阻抗的电容器，几乎所有的 AC 电压都出现在 R3 上：
由于耦合电容在信号频率下的阻抗非常低，它的行为很像一根导线，因此在叠加分析中可以省略这一步。
只有直流源有效时，电容器似乎是开路，因此无论是它还是短路的交流信号源都不会对下图中的 R2-R3 分压器的操作产生任何影响。
就直流分析而言，电容器似乎是开路
结合下图中的这两个单独的分析，我们得到（几乎）1.5 伏交流电和 2.3 伏直流电的叠加，准备连接到晶体管的基极。
交直流组合电路。
废话不多说，是时候对下图中的整个放大器电路进行 SPICE 仿真了。我们将使用 100 µF 的电容值在 2000 Hz 时获得任意低 (0.796 Ω) 的阻抗：
分压器偏置的 SPICE 仿真。
分压器偏置
vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0)
c1 1 5 100u
r1 5 2 1k
r2 4 5 8466
r3 5 0 1533
q1 3 2 0 模 1
回复 3 4 8
v1 4 0 直流 15
.model mod1 npn
.tran 0.02m 0.78m
.plot tran v(1,0) i(v1)
。结尾
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请注意上图中输出波形的严重失真。在输入信号的大部分负半周期期间，正弦波被削波。这告诉我们晶体管在不应该进入截止模式时进入截止模式（我假设 A 类操作的目标和以前一样）。为什么是这样？这种新的偏置技术应该给我们提供与以前完全相同的直流偏置电压，对吧？
在电容器和 R2-R3 电阻网络空载的情况下，它将提供正好 2.3 伏的直流偏置电压。然而，一旦我们将这个网络连接到晶体管，它就不再被卸载。流经晶体管基极的电流将加载分压器，从而降低晶体管可用的直流偏置电压。使用下图的二极管电流源晶体管模型来说明，偏压问题就很明显了。
二极管晶体管模型显示分压器的负载。
分压器输出不仅取决于其组成电阻器的大小，还取决于通过负载从其分流的电流量。晶体管的基极 - 发射极 PN 结是一个负载，可降低 R3 上的直流电压降，因为偏置电流和 IR3 都通过 R2 电阻器汲取，从而扰乱了以前由电阻值设置的分压比R2 和 R3。要获得 2.3 伏的直流偏置电压，必须调整 R2 和/或 R3 的值以补偿基极电流负载的影响。要_增加_R3 两端的直流电压下降，请降低 R2 的值，提高 R3 的值或两者兼而有之。
调整R2和R3后输出无失真。
分压器偏置
vinput 1 0 sin (0 1.5 2000 0 0)
c1 1 5 100u
r1 5 2 1k
r2 4 5 6k <--- R2 减少到 6k
r3 5 0 4k <--- R3 增加到 4k
q1 3 2 0 模 1
回复 3 4 8
v1 4 0 直流 15
.model mod1 npn
.tran 0.02m 0.78m
.plot tran v(1,0) i(v1)
。结尾
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上图中的新电阻值 6 kΩ 和 4 kΩ（分别为 R2 和 R3）导致 A 类波形再现，这正是我们想要的方式。
# 2. 总结
_A 类_操作是在整个波形周期内偏置为处于活动模式的放大器，从而忠实地再现整个波形。
_B 类_操作是一个偏置放大器，因此只有一半的输入波形被再现：正半部分或负半部分。晶体管一半时间处于活动模式，一半时间处于截止状态。在 B 类操作中运行的互补晶体管对通常用于在音频信号系统中提供高功率放大，这对晶体管中的每个晶体管处理单独的一半波形周期。B 类操作比具有相似输出功率的 A 类放大器提供更好的功率效率。
_AB 类_操作是一个偏置在 A 类和 B 类之间某个点的放大器。
_C 类_是一个偏置放大器，仅放大一小部分波形。晶体管的大部分时间都花在截止模式上。为了在输出端有完整的波形，谐振回路通常用作“飞轮”，以在放大器每次“踢”后保持几个周期的振荡。由于晶体管大部分时间都不导通，因此 C 类放大器的功率效率很高。
_D 类_操作需要先进的电路设计，其工作原理是通过高频方波的占空比来表示瞬时输入信号幅度。输出晶体管从不工作在有源模式，只有截止和饱和。散发的热量少，能源效率高。
输入信号上的直流偏置电压是某些操作类别（尤其是 A 类和 C 类）所必需的，可以通过使用分压器和_耦合电容器_而不是与交流信号源串联的电池来获得。
相关练习：
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