第10节 Class B Audio Amplifier (修订中)
[TOC]
零件和材料
- 四个 6 伏电池
- 双运算放大器，推荐型号 TL082（Radio Shack 目录 #276-1715）
- 一个采用 TO-220 封装的 NPN 功率晶体管—（Radio Shack 目录 # 276-2020 或同等产品）
- 一个采用 TO-220 封装的 PNP 功率晶体管—（Radio Shack 目录号 276-2027 或同等产品）
- 一个 1N914 开关二极管（Radio Shack 目录 #276-1620）
- 一个电容，47 µF 电解电容，35 WVDC（Radio Shack 目录 # 272-1015 或同等产品）
- 两个电容器，0.22 µF，非极化（Radio Shack 目录 # 272-1070）
- 一个 10 kΩ 电位器，线性锥形（Radio Shack 目录 # 271-1715）
请务必使用_压摆率高_的运算放大器。出于这个原因，请避免使用 LM741 或 LM1458。
两个晶体管越匹配越好。如果可能，请尝试获得 TIP41 和 TIP42 晶体管，它们是紧密匹配的 NPN 和 PNP 功率晶体管，每个额定功耗为 65 瓦。如果您无法获得 TIP41 NPN 晶体管，则 TIP3055（可从 Radio Shack 获得）是一个很好的替代品。不要使用非常大（即 TO-3 外壳）的功率晶体管，因为运算放大器可能无法将足够的电流驱动到其基极以使其正常工作。
交叉引用
电路课程，第 3 卷，第 4 章：“双极结型晶体管 (opens new window)”
电路课程，第 3 卷，第 8 章：“运算放大器 (opens new window)”
学习目标
- 说明如何使用互补双极晶体管构建“推挽式”B 类放大器
- 说明推挽放大器电路中“交叉失真”的影响
- 说明如何通过运算放大器使用负反馈来校正电路非线性
原理图，示意图
插图
指示
这个项目是一个音频放大器，适用于放大来自小型收音机、磁带播放器、CD 播放器或任何其他音频信号源的输出信号。对于立体声操作，必须构建两个相同的放大器，一个用于左声道，另一个用于右声道。要获得此放大器放大的输入信号，只需将其连接到收音机或其他音频设备的输出，如下所示：
该放大器电路还可以很好地放大来自高质量模块化立体声组件的“_线路级”音频信号。_通过大型扬声器播放时，它提供了惊人的声功率，并且可能在晶体管上没有散热器的情况下运行（尽管在决定放弃散热器之前您应该先尝试一下，因为功耗会根据扬声器的类型而有所不同用过的）。
任何放大器电路的目标都是尽可能准确地再现输入波形。当然，完美再现是不可能的，输出和输入波形之间的任何差异都称为_失真_。在音频放大器中，失真可能会导致不愉快的音调叠加在真实的声音上。音频放大器电路有许多不同的配置，每种配置都有其优点和缺点。这种特殊的电路称为“B 类”_推挽_电路。
大多数音频“功率”放大器使用 B 类配置，其中一个晶体管在波形周期的一半（它_推动_）期间为负载供电，第二个晶体管在周期的另一半（它_拉_）。在该方案中，两个晶体管都不会在整个周期内保持“导通”状态，从而在波形周期内让每个晶体管都有时间“休息”和冷却。这使得放大器电路具有高能效，但会导致一种独特的非线性，称为“交叉失真”。
这里显示的是一个正弦波 (opens new window)形，相当于一个恒定音量的恒定音频：
在推挽放大器电路中，两个晶体管轮流放大波形的交替半周期，如下所示：
但是，如果两个晶体管之间的“切换”没有精确同步，放大器的输出波形可能看起来像这样，而不是纯正弦波：
在这里，失真是由于一个晶体管关闭和另一个晶体管打开之间存在延迟这一事实造成的。这种类型的失真，即波形在正负半周期之间的交叉点处“变平”，称为__交叉失真。减轻交叉失真的一种常用方法是偏置晶体管，使它们的导通/关断点实际上重叠，以便_两个_晶体管在交叉期间短暂处于导通状态：
这种放大形式在技术上被称为_AB_类而不是 B 类，因为在一个完整的波形周期中，每个晶体管有超过 50% 的时间处于“_开启”状态。_但是，这样做的缺点是放大器电路的功耗增加，因为在两个晶体管都导通的时刻，有电流通过晶体管传导，这些晶体管_没有_流过负载，而只是“短路” ” 从一个电源轨到另一个（从 -V 到 +V）。
这不仅浪费能源，而且在晶体管中消耗了更多的热能。当晶体管温度升高时，它们的特性会发生变化（V为正向压降、β、结电阻等），从而难以进行适当的偏置。
在本实验中，晶体管以纯 B 类模式运行。也就是说，它们从不同时进行。这可以节省能源并减少散热，但会导致交叉失真。该电路采用的解决方案是使用带负反馈的运算放大器快速驱动晶体管通过产生交叉失真的“_死_区”，并减少交叉期间波形的“平坦化”量。
示意图中显示的第一个（最左侧）运算放大器只不过是一个缓冲器。缓冲器有助于减少输入电容/电阻网络的负载，该网络已放置在电路中以滤除输入信号中的任何直流偏置电压，防止任何直流电压被电路放大并发送到扬声器可能造成损坏的地方。
在没有缓冲运算放大器的情况下，电容/电阻滤波电路会降低放大器的低频（“低音”）响应并突出高频（“高音”）。
第二个运算放大器用作反相放大器，其增益由 10 kΩ 电位器控制。这只不过是为放大器提供音量控制。通常，反相运算放大器电路的反馈电阻器直接从运算放大器输出端连接到反相输入端，如下所示：
但是，如果我们要使用产生的输出信号来驱动推挽晶体管对的基极端子，我们会遇到明显的交叉失真，因为随着基极电压的升高，晶体管的工作会出现一个“_死_区”从 + 0.7 伏到 - 0.7 伏：
如果您已经构建了最终形式的放大器电路，您可以将其简化为这种形式并聆听音质的差异。如果您还没有开始构建电路，上面显示的示意图将是一个很好的起点。它会放大音频信号，但听起来很可怕！
交叉失真的原因是当运算放大器输出信号在 + 0.7 伏和 - 0.7 伏之间时，两个晶体管都不会导通，并且在整个 1.4 伏的基极跨度内，扬声器的输出电压将为 0 伏电压摆幅。因此，在输入信号范围内有一个“区域”，扬声器输出电压不会发生变化。这里通常会在电路中引入复杂的偏置技术，以减少晶体管输入信号响应中的 1.4 伏“间隙”。通常，会执行以下操作：
两个串联的二极管将下降大约 1.4 伏，相当于两个晶体管的组合 V be正向压降，导致输入信号为零伏时每个晶体管都处于导通边缘的情况，消除以前存在的 1.4 伏“死”信号区。
但不幸的是，这种解决方案并不完美：当晶体管因向负载供电而升温时，它们的 V be正向压降将从 0.7 伏降至更低，例如 0.6 伏或 0.5 伏。由于不传导任何实质电流，二极管不会受到相同的加热效应，因此不会经历相同的正向电压降变化。
因此，即使晶体管由于发热而需要较少的偏置电压，二极管仍将继续提供相同的 1.4 伏偏置电压。结果将是电路漂移到 AB 类操作，其中_两个_晶体管将在部分时间处于导通状态。当然，这会导致更多的热量通过晶体管散发，加剧正向压降变化的问题。
这个问题的一个常见解决方案是在推挽晶体管电路的发射极引脚中插入温度补偿“反馈”电阻：
该解决方案不会阻止两个晶体管同时导通，而只是降低问题的严重性并防止热失控。它还具有在负载电流路径中插入电阻的不利影响，从而限制了放大器的输出电流。我在这个实验中选择的解决方案是利用运算放大器负反馈的原理来克服推挽晶体管输出电路的固有限制。我使用一个二极管为推挽对提供 0.7 伏的偏置电压。这不足以消除“死”信号区，但它至少减少了 50%：
由于单个二极管的电压降总是小于两个晶体管的基极-发射极结的电压降之和，因此晶体管永远不能同时导通，从而阻止 AB 类操作。接下来，为了帮助消除剩余的交叉失真，运算放大器的反馈信号取自放大器的输出端（晶体管的发射极端子），如下所示：
运算放大器的功能是输出它必须的任何电压信号，以使其两个输入端子保持相同的电压（0 伏差分）。通过将反馈线连接到推挽晶体管的发射极端，运算放大器能够感应到任何一个晶体管都没有导通的“_死_区”，并输出适当的电压信号到晶体管的基极以快速驱动它们再次导通以“跟上”输入信号波形。
这需要一个具有高_转换率_的运算放大器（能够产生快速上升或快速下降的输出电压），这就是为此电路指定__TL082运算放大器的原因。__LM741__或__LM1458__等较慢的运算放大器可能无法跟上低失真操作所需的高_dv/dt（电压随时间变化率，也称为_de/dt ）。
该电路只需添加几个电容器即可将其变为最终形式：与二极管并联的 47 µF 电容器有助于保持 0.7 伏的偏置电压恒定，尽管运算放大器的输出电压波动很大，而连接在 NPN 晶体管的基极和发射极之间的 0.22 µF 电容器有助于降低低音量设置下的交叉失真：
相关练习：
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